mm exterior

Jan 11, 2024

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 13945 (2023) Citar este artículo

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La formación de haces analógica adaptativa es una tecnología clave para permitir el control espacial de señales inalámbricas de ondas milimétricas radiadas desde antenas en fase (PAA), que es esencial para maximizar la capacidad de las futuras redes móviles y garantizar el uso eficiente del escaso espectro. La frecuencia intermedia sobre fibra (IFoF), por otro lado, es una tecnología prometedora para el fronthaul móvil de ondas milimétricas (mm-wave) debido a su baja complejidad, alta eficiencia espectral óptica y baja latencia. La combinación de IFoF y PAA es clave para implementar comunicaciones móviles de onda milimétrica de forma escalable, centralizada, eficiente y confiable. Este trabajo presenta, por primera vez hasta donde saben los autores, una extensa campaña de medición en exteriores donde se evalúa una configuración inalámbrica experimental IFoF de onda mm mediante el uso de PAA con formación de haz adaptativo en los lados del transmisor y del receptor. La configuración del dispositivo experimental es según los estándares 5G, transmitiendo señales de forma inalámbrica a una frecuencia central de 27 GHz en la banda n258. Los PAA empleados se componen de conjuntos de antenas de parche de 8 por 8, que permiten la dirección del haz en los ángulos de acimut y elevación. Además, en el experimento al aire libre se prueban diferentes ubicaciones de usuarios finales, configuraciones de antena y escenarios inalámbricos, lo que muestra un excelente rendimiento EVM y logra una transmisión 64-QAM en hasta 165,5 m a hasta 1,88 Gbit/s. Los resultados experimentales permiten optimizar la configuración experimental para diferentes escenarios y demuestran la confiabilidad del sistema en diferentes condiciones inalámbricas. Además, los resultados de este trabajo demuestran la viabilidad y el potencial de IFoF combinado con PAA para ser parte de la futura estructura 5G/6G.

El espectacular crecimiento del tráfico de datos móviles en los últimos años requiere una importante actualización y mejora de la infraestructura de red, especialmente con la aparición de nuevas aplicaciones y servicios como la realidad aumentada (AR), la realidad virtual (VR) y la transmisión de vídeo 4K/8K. , conducción autónoma, Industria 4.0 e Internet de las cosas (IoT)1. La quinta generación (5G) de redes móviles y su sucesora 6G tienen como objetivo proporcionar una calidad de experiencia (QoE) y una calidad de servicio (QoS) adecuadas para dichas aplicaciones. Para lograrlo, los estándares 5G especifican un conjunto de requisitos en términos de latencia, número de dispositivos conectados, velocidad de datos, eficiencia energética, movilidad y capacidad2. Aumentar la velocidad de datos es uno de los principales objetivos de los futuros sistemas 5G/6G. Para lograrlo, es necesario avanzar hacia bandas de frecuencia más altas. Las comunicaciones ópticas inalámbricas proporcionan una gran cantidad de ancho de banda disponible para explotar. Sin embargo, las comunicaciones ópticas inalámbricas ofrecen baja confiabilidad, áreas de cobertura pequeñas y baja sensibilidad, lo que las hace inadecuadas para escenarios móviles al aire libre3. Por el contrario, las comunicaciones inalámbricas de ondas milimétricas (mm-wave) superan los inconvenientes del enfoque óptico, permitiendo el uso de cantidades significativas de espectro disponible. Uno de los desafíos más importantes en las comunicaciones inalámbricas de ondas milimétricas es la limitación de potencia debido al aumento de la pérdida de trayectoria en el espacio libre (FSPL), la atenuación atmosférica y las pérdidas de penetración4.

La formación de haces es un método clave para aliviar las limitaciones de potencia debidas a la alta pérdida de trayectoria en las comunicaciones inalámbricas de ondas milimétricas5 y para permitir el control espacial sobre la señal, minimizando la interferencia y permitiendo una mayor reutilización de frecuencias. Si bien la formación de haz digital se aplica más comúnmente en sistemas de bajo ancho de banda por debajo de 7 GHz, requiere una cadena de RF completa, convertidores de analógico a digital (ADC) y convertidores de digital a analógico (DAC) para cada elemento de antena, lo que lo hace escalar mal en términos de costo, complejidad y consumo de energía, especialmente para aplicaciones masivas de múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO) de ondas milimétricas5, 6. Como consecuencia, las tecnologías de formación de haces analógicas e híbridas permiten el despliegue de comunicaciones móviles de ondas milimétricas. de manera eficaz y escalable, ya que reducen el número de ADC y DAC necesarios. En particular, las antenas de matriz en fase (PAA) son una de las implementaciones de formación de haces analógicas más prometedoras, ya que brindan capacidades de dirección de haz rápidas y flexibles7, 8.

Desde la perspectiva de la arquitectura, la implementación de celdas de onda mm requiere una reducción en el radio de cobertura (\(\approx\) 200 m), en comparación con la red actual sub-7 GHz. En otras palabras, en comparación con las redes móviles actuales, el número esperado de células de onda milimétrica para futuros escenarios 5G/6G es enorme9, 10. En comparación con los despliegues clásicos de redes de acceso por radio distribuidas (RAN), la red de acceso por radio centralizada (C-RAN) es la arquitectura preferida, especialmente para implementaciones móviles de ondas milimétricas, debido a sus beneficios intrínsecos, como bajo mantenimiento, monitoreo centralizado y consumo de energía reducido11. C-RAN suma un nuevo segmento en la infraestructura móvil, denominado fronthaul que interconecta la oficina central (CO) con la unidad de antena remota (RAU). Por lo tanto, la radio sobre fibra (RoF) surge como una tecnología ideal para transportar y distribuir los datos en el fronthaul móvil y reducir la complejidad de las estaciones remotas, lo cual es crucial para el despliegue de la gran cantidad de células necesarias12,13,14. Hay tres tipos principales de tecnologías RoF15,16,17: radio sobre fibra analógica de ondas mm (ARoF), frecuencia intermedia sobre fibra (IFoF) y radio digital sobre fibra (DRoF). De hecho, las dos primeras tecnologías RoF se consideran ARoF ya que transportan señal analógica a través de la fibra óptica. Las soluciones de fronthaul actuales, como la interfaz de radio pública común (CPRI) y la interfaz de fronthaul de próxima generación (NGFI), emplean DRoF. Sin embargo, se espera que el fronthaul móvil se convierta en un cuello de botella a medida que lucha por transportar los enormes anchos de banda de RF necesarios para respaldar el crecimiento del tráfico de datos móviles y debido a la baja eficiencia espectral de las tecnologías de fronthaul DRoF. Por otro lado, ARoF es una solución adecuada para resolver el cuello de botella del fronthaul debido a su alta eficiencia espectral óptica y potencialmente a la inclusión de formación de haces en el dominio óptico, mejorando el ancho de banda y reduciendo la huella del formador de haces18, 19. Además, a diferencia del enfoque DRoF , las soluciones ARoF permiten una gran reducción de la complejidad de la RAU, trasladando la mayoría de las funcionalidades al CO. Esta característica de la RAU de baja complejidad es esencial para implementar de manera escalable y eficiente una gran cantidad de celdas de onda mm para 5G/6G13, al tiempo que se reduce el mantenimiento. Costo y latencia11.

Sin embargo, en comparación con DRoF, el ARoF de onda mm puede sufrir degradaciones de señal más fuertes debido a la funcionalidad no ideal de los componentes involucrados en los sistemas RoF y la fibra combinada (dispersión cromática, distorsiones no lineales) y el canal inalámbrico16, 20. IFoF evita la uso de heterodinación óptica, es decir, el batido de dos portadoras ópticas para la generación de ondas mm, y los posibles problemas resultantes con el ruido de fase y/o el batido de señal, como se experimenta en los sistemas ARoF de ondas mm, aprovechando al mismo tiempo los beneficios de Transporte de fibra analógica. Dado que IFoF prescinde del transporte óptico de ondas mm o heterodino óptico, la complejidad óptica y los requisitos de ancho de banda de los componentes ópticos se reducen15, a costa de requerir una conversión ascendente de ondas mm y un oscilador local en el sitio RAU, lo que aumenta la complejidad, el costo, y consumo de energía. La Tabla 1 recopila las tres tecnologías de fronthaul descritas en términos de degradación de la señal en la fibra óptica y complejidad de CO y RAU. Al observar la Tabla 1, se puede observar que IFoF ofrece características intermedias entre las soluciones ARoF y DRoF de onda mm, siendo una opción adecuada para implementar en muchos escenarios móviles17 y, combinada con la formación de haces basada en PAA, es una solución prometedora para futuras ondas mm. Onda de redes móviles 5G/6G. Finalmente, sigma-delta-over-fiber (SDoF), que ofrece una menor complejidad del sistema que DRoF y una integridad de señal más fuerte que las tecnologías ARoF, debe mencionarse como una tecnología candidata de fronthaul de RoF. A diferencia de ARoF, SDoF se caracteriza por un ruido de cuantificación que reduce la eficiencia espectral en la fibra óptica21.

La formación de haces con PAA e IFoF se combinan idealmente para abordar algunos de los desafíos asociados con las comunicaciones móviles de ondas milimétricas5, 13, 22, como la congestión en el fronthaul debido al aumento de las velocidades de datos y los mayores anchos de banda, y las bajas potencias recibidas, especialmente en escenarios con bloqueo de la línea de visión (LOS). En trabajos anteriores, la técnica IFoF ha sido ampliamente estudiada como una solución de fronthaul 5G, validando su eficiencia para comunicaciones de onda mm de 28 GHz17 y sistemas de banda V que implementan varios formatos de modulación (codificación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK), modulación de amplitud en cuadratura ( QAM)) y técnicas de dirección de haz basadas en PAA23,24,25. La coexistencia de la señal IFoF con el tráfico de red óptica pasiva (PON) se demostró con éxito en el entorno de campo y se evaluó mediante el uso de señales de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) 16 QAM26, mientras que desde una perspectiva de capacidad de fronthaul, IFoF se ha utilizado para experimentalmente demostrar una capacidad agregada de hasta 24 Gbit/s en 7 km de fibra y un enlace de banda V de 5 m27. Se ha demostrado28 un experimento al aire libre utilizando IFoF con transmisión inalámbrica de onda mm de 28 GHz y órdenes de modulación 16-QAM y 64-QAM, con el terminal ubicado a 10 m y 1 km de LOS del cabezal de radio remoto (RRH) a cargo de Formación de haces utilizando múltiples haces fijos. Sin embargo, hasta donde saben los autores, no hay informes científicos en la literatura de investigación sobre configuraciones experimentales IFoF 5G inalámbricas de ondas mm con dirección de haz basada en PAA evaluadas en escenarios al aire libre. De hecho, la mayoría de los trabajos experimentales previos de fronthaul óptico de ondas milimétricas se centran en escenarios interiores con antenas de haz fijo. Así, el trabajo presentado destaca por la combinación de IFoF junto con antenas orientables de haz en un escenario exterior. En particular, este manuscrito presenta un banco de pruebas IFoF inalámbrico experimental que realiza diferentes escenarios al aire libre en una frecuencia central de 27 GHz, dentro de las bandas 5G n257 y n2582. El experimento al aire libre presentado se realiza en un aparcamiento, sirviendo como campaña de medición para la evaluación y validación de aplicaciones de vehículos como la conducción remota o los servicios de movilidad cooperativa, conectada y automatizada (CCAM)29. En la configuración experimental, se emplean un par de paneles PAA en los lados del transmisor y del receptor, lo que permite capacidades de dirección del haz. Además, la configuración del experimento cumple con los estándares 5G y transmite con éxito señales OFDM 64-QAM con una separación entre subportadoras de 240 kHz2.

El resto de este manuscrito está estructurado de la siguiente manera: la segunda sección describe el concepto general de la arquitectura utilizada y los diferentes escenarios inalámbricos donde se analiza el rendimiento de la transmisión; la tercera sección analiza los paneles PAA utilizados junto con su caracterización, detalla la configuración experimental y explica los procesos de procesamiento de señales digitales (DSP) llevados a cabo para obtener los resultados finales; en la cuarta sección se presentan, analizan e interpretan los resultados experimentales; finalmente, la quinta sección ofrece comentarios concluyentes sobre el aporte del trabajo presentado.

Dada la importancia de la comunicación de alta velocidad en el futuro de la industria automotriz, se elige realizar el experimento al aire libre en el estacionamiento del edificio Flux en el campus de la Universidad Tecnológica de Eindhoven. Esta ubicación ofrece la oportunidad de tener un transmisor elevado, en el balcón del primer piso de Flux, con un receptor en varios lugares dentro y alrededor del estacionamiento, como se muestra en la Fig. 1. La ubicación consiste en un entorno complejo y dinámico. que incluye peatones, vehículos, bicicletas, vegetación y edificios durante la realización del experimento. Se pueden probar tanto las condiciones LOS como las sin línea de visión (NLOS), ya que se ha descubierto que los edificios adyacentes con fachadas de vidrio/hormigón proporcionan reflejos suficientemente fuertes y coherentes30.

Ubicaciones y configuraciones de los diferentes escenarios inalámbricos utilizados en la campaña de medición en exteriores: (a – c) mapas 2D que representan las diferentes ubicaciones de medición con sus respectivas orientaciones de antena; (d) foto del carro transmisor ubicado en el primer piso del edificio Flux; (e – j) fotografías de las diferentes ubicaciones del carro del usuario final donde se puede ver el carro del transmisor.

El transmisor y el receptor se colocan en carros, como se puede ver en las figuras 1d – j. El carro transmisor contiene el CO y la RAU separados por un carrete de fibra, mientras que el carro receptor incluye el equipo del usuario final. El transmisor permanece en una ubicación geográfica durante toda la campaña de medición en exteriores; sin embargo, el transmisor PAA se gira manualmente para lograr diferentes escenarios, como se puede ver en las figuras 1a a c. Cabe señalar que la rotación manual del transmisor solo es necesaria como paso inicial para cada escenario, ya que debido al límite en la capacidad de dirección del haz de los PAA no todos los escenarios son posibles para una sola posición lateral. Esto emula una configuración de estación base donde se necesitarían múltiples PAA para soportar un área de este tamaño o para lograr una cobertura completa de 360\(^\circ\). De manera similar, el carro receptor también se coloca y gira manualmente como paso de configuración inicial para los diferentes escenarios antes de la etapa de dirección del haz. Durante el resto de cada escenario, todas las antenas están estacionarias. La Tabla 2 indica los ángulos de rotación manual, los ángulos de dirección del haz y la distancia respectiva a la antena del receptor para todos los escenarios. La dirección del haz y el rango de escaneo del transmisor se indican con los sectores del círculo rojo, mientras que los del receptor se indican con los sectores del círculo amarillo. Las líneas rojas discontinuas muestran el trazado de rayos del centro del haz principal en los extremos del alcance de exploración del transmisor PAA. Las líneas continuas en las figuras 1a a c indican los rastros de rayos LOS y NLOS esperados.

En la Fig. 1a, c, se prueba la capacidad de dirección del haz del transmisor. A partir del trazado de rayos se determina que se trata principalmente de escenarios exclusivos de LOS. De la Fig. 1a se desprende claramente que la dirección del haz situada más a la izquierda no llega al edificio adyacente. Aunque es posible que un lóbulo lateral de la antena transmisora ​​provoque que la señal se reciba en la ubicación 1 (Loc. 1) y posiblemente también en la ubicación 2. La ubicación 3 se elige como punto de prueba para un escenario combinado LOS y NLOS, como Se puede ver en las trazas principales de la Fig. 1b. La ubicación 3 también presenta algunos desafíos adicionales dada la ubicación de los troncos de los árboles, como se muestra en la Fig. 1g. El trazado de rayos que se muestra en la línea naranja de la Fig. 1b indica que se espera LOS para los ángulos de escaneo del haz implementados de 22.5\(^\circ\) y \(-27.5^{\circ }\) en los PAA del transmisor y receptor. respectivamente. Para el caso NLOS, mostrado por la línea rosa continua, el PAA del transmisor debe configurarse en -20,0\(^\circ\) y el PAA del receptor en 20,0\(^\circ\). Para las ubicaciones 4 a 6, se espera que el entorno produzca escenarios de LOS únicamente. La ubicación 5 se encuentra justo al lado de la carretera De Zaale, en una vía peatonal. La ubicación 6 prueba el rendimiento a una distancia más larga de 165,5 m. Para todas las ubicaciones y mediciones, la elevación PAA del transmisor se establece en -5\(^\circ\) y la elevación PAA del receptor se establece en 5\(^\circ\). Por lo tanto, sólo se realiza una exploración en azimut para cada escenario.

Esta sección explica la configuración IFoF de onda mm presentada a nivel de dispositivo y sistema y el DSP asociado. Primero, se analiza la configuración y caracterización del par de PAA empleados para realizar la dirección del haz en el banco de pruebas experimental. En segundo lugar, se presenta y explica el esquema inalámbrico IFoF de onda mm utilizado, destacando las configuraciones de los dispositivos utilizados y las entidades 5G que participan en el banco de pruebas. Finalmente, se muestran los aspectos clave del DSP del transmisor y receptor empleado junto con la configuración OFDM utilizada.

Los PAA utilizados en la configuración son paneles de antena suministrados por NXP Semiconductors que contienen conjuntos de 8 por 8 de antenas de parche circulares de doble polarización. Los elementos de la antena están separados por media longitud de onda a 26 GHz, equivalente a 5,8 mm. Los paneles contienen circuitos integrados de formación de haz de doble polarización (MMW9014K31) que pueden controlar cuatro canales por polarización. Cada canal contiene una cadena de transmisión y una de recepción. Cada cadena tiene un amplificador de ganancia variable de 8 bits y un desfasador de 8 bits, lo que permite orientar el haz en la dirección deseada y manipular la forma del haz. El rango de ganancia que se puede lograr es \(\approx\) 30 dB, mientras que el rango de fase es de 0\(^\circ\) a 360\(^\circ\). El conjunto tiene dos puertos, uno para polarización horizontal y otro para polarización vertical, que pueden operarse de forma independiente. Para un rendimiento óptimo, se requiere la calibración de la matriz. La calibración de la matriz implica medir las respuestas de ganancia y fase de cada canal para cada configuración de ganancia y fase y crear un mapa de la respuesta real para cualquiera de los pesos de 8 bits.

La calibración de matriz antes mencionada se realiza en una cámara anecoica en una configuración de campo cercano, donde se coloca una sonda de guía de ondas de extremo abierto a una distancia de (5 lambda) del panel. Para cada canal, la sonda se mueve directamente delante del elemento de antena asociado y se barren la ganancia y la fase. Para cada configuración de ganancia y fase, y para cada uno de los 64 elementos, se miden los parámetros \(S_{21}\) (en modo de transmisión) o \(S_{12}\) (en modo de recepción). Luego, el mapa se obtiene extrayendo la ganancia y la fase del parámetro S medido en un único punto de frecuencia. En esta configuración, solo se enciende el canal bajo prueba, mientras que los canales restantes están deshabilitados. Este proceso se acelera midiendo solo 8 configuraciones de ganancia y 16 configuraciones de fase de las \(256^2\) combinaciones posibles e interpolando el mapa resultante.

Con los mapas resultantes se pueden abordar algunos problemas del PAA. En primer lugar, las respuestas de ganancia y fase de cada canal difieren. Además, cambiar la fase en un canal puede provocar un cambio involuntario en la ganancia en ese canal y viceversa. Este acoplamiento de fase de ganancia se puede abordar utilizando el mapa interpolado como tabla de búsqueda y seleccionando la configuración que mejor se ajuste a la respuesta deseada. Este método también se utiliza para abordar los desfases entre los canales. Las compensaciones de ganancia solo pueden abordarse escalando los elementos más potentes a un nivel de potencia más bajo, de modo que todos los elementos irradien la misma cantidad de potencia. Esta escala de potencia disminuye el nivel de lóbulo lateral (SLL) a costa de la ganancia y la potencia radiada. Para optimizar el presupuesto del enlace, las potencias de los elementos no se escalan, a costa de un mayor SLL.

Teniendo en cuenta esta calibración, se determinan los ajustes de fase y ganancia para que los conjuntos de transmisor y receptor dirijan el haz entre \({\pm 35}{^\circ }\) en acimut en pasos de 2,5\(^\circ\) y \({\pm 5}{^\circ }\) en elevación en \({5}{^\circ }\) pasos. Esta calibración se realiza en el caso de arreglo en fase estándar y en un caso adicional en el que se aplica un cono Taylor de 20 dB a las pesas, lo que resulta en una reducción en el SLL32. Estos casos se comparan en términos de magnitud del vector de error (EVM) y tasa de error de bits (BER) en la configuración exterior. En comparación con la configuración estándar, el caso SLL bajo tiene una reducción de ganancia de aproximadamente 4 dB tanto para el transmisor como para el receptor, lo que resulta en una reducción total del presupuesto del enlace de 8 dB. Los patrones de radiación generados y sus correspondientes configuraciones de matriz utilizando el método presentado se muestran en la Fig. 2a, b para el caso estándar, y en la Fig. 2d, e para el caso de SLL bajo. Los patrones de la Fig. 2a, d están normalizados a la ganancia máxima, en este caso en la dirección del haz principal. Aquí se muestra un ejemplo para el caso del transmisor, escaneando hacia -30\(^\circ\) en acimut y \(0^\circ\) en elevación. Los patrones son similares en el caso del receptor. En la Fig. 2c, los cortes azimutales de los patrones de radiación del transmisor se muestran en el caso estándar y de SLL bajo cuando se escanea desde -30\(^\circ\) a 30\(^\circ\) en azimut. Los diferentes haces en la Fig. 2 (c) están normalizados a la ganancia máxima en el costado. Al observar la Fig. 2c, se puede observar que el ancho del haz aumenta para el caso de SLL bajo en 1,1\(^\circ\) y 1,4\(^\circ\) para transmisión y recepción respectivamente, mientras que el SLL disminuye en 5,1 dB y 5,0 dB para transmisión y recepción respectivamente. En la Fig. 2f se muestra la reducción de ganancia durante el escaneo, en comparación con los haces centrales en 0\(^\circ\), para los paneles transmisor y receptor y para casos estándar y de bajo SLL.

Patrones de radiación medidos en el caso estándar cuando se escanea a \({-30}{^\circ }\) en azimut, normalizados a la amplitud máxima en (a), y las configuraciones de ganancia utilizadas para excitar la matriz en (b). En (d), el patrón se muestra cuando se aplica una conicidad de Taylor adicional, y los respectivos ajustes de ganancia se muestran en (e). En (c), se muestran ejemplos de las formas del haz para el panel transmisor utilizando la caja cónica estándar y Taylor. En (f), la ganancia de escaneo se muestra para todos los ángulos de escaneo medidos, normalizados al haz central de cada situación.

El pico SLL promediado a través de los haces medidos para las dos configuraciones bajo prueba, así como la pérdida de escaneo más alta en comparación con los haces centrales en 0\(^\circ\) se dan en la Tabla 3. La pérdida de escaneo, como se muestra en Fig. 2f, es 0,39 dB mayor en transmisión que en recepción para la configuración normal, mientras que con el cono de Taylor esta diferencia se reduce a 0,35 dB. El cono de Taylor reduce el SLL de 5,0 dB a 5,1 dB y aumenta el ancho del haz de media potencia (HPBW) en 1,1\(^\circ\) en la dirección de transmisión y 1,4\(^\circ\) en la dirección de recepción, respectivamente. El SLL en el transmisor PAA es casi el mismo que en el receptor, y los anchos de haz también son equivalentes. Utilizando la ecuación de transmisión de Friis y midiendo las pérdidas del cable de la cámara anecoica, es posible calcular la ganancia total integrada del panel para cada situación. La ganancia integrada aquí es la ganancia general del PAA, incluida toda la electrónica de RF incluida en el conjunto, es decir, ganancia de matriz, ganancia de parche, pérdidas por división, formación de haz y conmutación de dirección, así como amplificación. Estos resultados también se muestran en la Tabla 3. Es importante tener en cuenta que la ganancia integrada y la potencia radiada dependen del método de calibración del conjunto. La diferencia de ganancia del conjunto PAA general en recepción y transmisión es de 2 dB. En general, los conjuntos en modo transmisor y receptor funcionan de manera similar y sus patrones de radiación son equivalentes.

La Figura 3a muestra la configuración inalámbrica IFoF propuesta para comunicaciones 5G/6G de onda mm. Como puede verse, el esquema de la configuración experimental se divide en tres segmentos diferentes que corresponden a las diferentes entidades del sistema 5G/6G33: CO, RAU y usuario final. La función CO consiste en el procesamiento de banda base y la generación y preparación de la señal de datos para el transporte óptico de fronthaul IFoF. Para lograr esto, un láser de retroalimentación distribuida (DFB) (láser sintonizable CoBrite-DX1 de ID Photonics) emite una portadora óptica a 1550 nm con 16 dBm de potencia de salida. Luego, la portadora óptica se usa para convertir la señal de datos eléctricos al dominio óptico usando un modulador Avanex Mach-Zehnder (MZM) (P/N: 792 000220). Para una modulación de datos óptica adecuada, el MZM está polarizado en el punto de cuadratura. La señal de datos eléctricos que se introduce en el MZM se genera con un generador de formas de onda arbitrarias (AWG) de 6,4 GSa/s. En este experimento se utiliza el kit de evaluación Zynq UltraScale+ RFSoC ZCU111 como AWG. La conversión ascendente de frecuencia intermedia (IF) de la señal de datos de banda base se realiza digitalmente en el DSP a 2 GHz y se detalla junto con el DSP. Después de la modulación de datos ópticos, la señal de datos ópticos IF resultante se envía a través de una fibra monomodo estándar (SSMF) de 5 km de largo, emulando la distancia entre el CO y la RAU.

Configuración inalámbrica IFoF experimental para comunicaciones 5G/6G de onda mm con una única RAU y usuario final: (a) esquema de la configuración (solo enlace descendente); (b) gráficos de los espectros de la señal en diferentes puntos de la configuración experimental. CO: oficina central, RAU: unidad de antena remota, DSP: procesamiento de señal digital, AWG: generador de forma de onda arbitraria, PMF: fibra que mantiene la polarización, MZM: modulador Mach-Zehnder, SSFM: fibra monomodo estándar, PD: fotodiodo, VSG: generador vectorial de señales, BPF: filtro de paso de banda, OSC: osciloscopio.

En la RAU, la señal óptica en la salida del SSMF es detectada por un fotodiodo (PD) de Optilab (P/N: 4323-PD-40-C-DC-ND), generando una señal eléctrica de paso de banda a 2 GHz. La señal eléctrica resultante se convierte a una frecuencia central de 27 GHz. Para esta conversión ascendente de onda mm, se utilizan un generador de señales vectoriales (VSG) y la placa de evaluación ADMV1013 de Analog Devices. La placa ADMV1013 integra un cuadriplicador de oscilador local (LO), un mezclador de RF y una amplificación controlada por atenuadores de voltaje variable (VVA). Por lo tanto, los requisitos de frecuencia del VSG se reducen debido al uso del cuadriplicador de portadora. Más concretamente, el VSG genera una sinusoide de 6,25 GHz. Dado que el modo IF es la configuración seleccionada en la placa ADMV1013, la señal eléctrica convertida ascendente es una banda lateral doble (DSB) con una portadora a 25 GHz (consulte el espectro de la Fig. 3b1). Además, la ganancia máxima de VVA se establece en la configuración ADMV1013 utilizada. Para acondicionar la señal de salida para la transmisión inalámbrica se utiliza un filtro paso banda (BPF) con una frecuencia central de 27 GHz, \(\aprox\) 600 MHz de ancho de banda y supresión adecuada de componentes no deseados y fuera de banda34. El espectro de la señal obtenida después de este proceso de filtrado se ilustra en la Fig. 3b2. A continuación, la señal filtrada se introduce en el panel PAA del transmisor, donde se llevan a cabo los procesos de división, amplificación y cambio de fase para la formación del haz de transmisión. Finalmente, la señal de onda mm resultante se transmite de forma inalámbrica a 27 GHz, dentro de las bandas 5G n257 y n258.

Después de la transmisión inalámbrica, el panel PAA del usuario final capta la señal y, posteriormente, se realizan procedimientos de cambio de fase, amplificación y combinación para la formación del haz de recepción. El espectro de la señal a la salida del receptor PAA se puede ver en la Fig. 3b3. Después del PAA del usuario final, la señal de onda mm se convierte a una segunda IF a 1,5 GHz utilizando la placa de evaluación ADMV1014 de Analog Devices. Un cuadruplicador de portadora, un mezclador de RF y amplificadores de RF están integrados en la placa ADMV1014, que es el modelo de conversión descendente complementario a la placa ADMV1013 utilizada en la RAU. Además, para este procedimiento de conversión descendente, se requiere un segundo VSG independiente, que produce un LO a 6,375 GHz. En el experimento presentado, se emplean dos módulos MXG N5183B para los VSG del transmisor y del receptor. Finalmente, la señal IF resultante se muestrea y captura mediante un osciloscopio con una velocidad de muestreo de 10 GSa/s. El Lecroy WavePro 725Zi se utiliza como osciloscopio.

Es relevante señalar que el ancho de banda de la señal del sistema de demostración está limitado principalmente por el espectro disponible y el filtro en el transmisor (ancho de banda de 600 MHz) requerido para permanecer dentro de los límites de emisión, mientras que el resto del sistema soportaría anchos de banda sustancialmente mayores. Los PAA admiten señales entre 24,0 GHz y 27,5 GHz, es decir, hasta 3,5 GHz de ancho de banda, mientras que los módulos ADMV1014 y ADMV1013 admiten señales con anchos de banda de hasta 5,2 GHz en frecuencias IF entre 0,8 GHz y 6,0 GHz. Finalmente, el subsistema óptico IFoF soportaría anchos de banda sustancialmente más amplios y frecuencias IF más altas.

Se emplea la misma configuración OFDM para todas las mediciones realizadas en este trabajo. Esta configuración OFDM cumple con los estándares 5G y es la siguiente2: 14 símbolos OFDM por ranura; 12 subportadoras por bloque de recursos (RB); 240 kHz de separación de subportadoras; cada símbolo OFDM contiene 2048 subportadoras de las cuales 416 son nulas, lo que da como resultado un ancho de banda total de 391,68 MHz; un símbolo OFDM dedicado por ranura para estimación de canal con todas las subportadoras activas sirviendo como señales de referencia de demodulación (DM-RS); una subportadora de señal de referencia de seguimiento de fase (PT-RS) cada 8 RB para compensación del ruido de fase35; \({0.2976}{\mu }{s}\) de prefijo cíclico (CP); y 64-QAM como orden de modulación en las subportadoras de datos. Con estos parámetros, la eficiencia espectral de la señal OFDM es \(0.86{\log }_{2}(M)\) \(\hbox {bit/s/Hz}\), donde M indica el orden de modulación. Por lo tanto, el rendimiento final es de 2015,5 Mbit/s para modulación de datos 64-QAM y 391,68 MHz de ancho de banda.

El diagrama de bloques del DSP utilizado en el lado del transmisor se representa en el lado izquierdo de la Fig. 4. Las señales resultantes de este proceso DSP son generadas por el AWG de la RAU (ver Fig. 3a). Primero, en el diagrama de bloques del transmisor DSP, los bits de entrada se asignan a símbolos 64-QAM. Los símbolos 64-QAM resultantes se refieren a las subportadoras de datos. Posteriormente se insertan subportadoras nulas, PT-RS y DM-RS respetando la configuración OFDM comentada en el párrafo anterior. Después de la inserción de esta subportadora, se realiza una transformada discreta inversa de Fourier (IDFT), pasando del dominio de la frecuencia al del tiempo. Luego, se agrega el CP a cada símbolo OFDM. Todos los bloques DSP antes mencionados componen el transmisor OFDM. También se agrega un preámbulo al comienzo del marco de la ranura 5G para una sincronización fina en el lado del receptor. Posteriormente, las partes real e imaginaria de las señales OFDM se separan y se sobremuestrean para una conversión ascendente IF de 2 GHz en el dominio digital. Como resultado, se genera una señal de paso de banda OFDM con una FI de 2 GHz.

Diagramas de bloques DSP para los lados del transmisor (izquierda) y del receptor (derecha).

Por otro lado, el diagrama de bloques a la derecha de la Fig. 4 corresponde a los procesos DSP realizados en el lado del receptor para demodular adecuadamente la señal capturada por el osciloscopio. La señal recibida se filtra con un BPF digital, suprimiendo cualquier componente de frecuencia no deseado. Luego se realiza un procedimiento de demodulación de FI, moviendo la señal a la banda base. La señal de banda base obtenida se reduce. Utilizando el preámbulo previamente insertado en el lado del transmisor, se realiza una sincronización fina para encontrar el tiempo de inicio de la señal recibida. Posteriormente, se ejecuta una compensación aproximada de compensación de frecuencia portadora (CFO) para corregir la deriva de frecuencia de algunos dispositivos, como VSG y AWG, involucrados en la configuración experimental. En este punto, el bloque receptor OFDM comienza retirando el CP. Para una compensación CFO más precisa, se utiliza el método avanzado LI-CPE36, que aprovecha los símbolos PT-RS insertados. Además, este método LI-CPE permite una mitigación eficiente del error de fase común (CPE) inducido por el ruido de fase que afecta por igual a todas las subportadoras de cada símbolo OFDM36. Después del método LI-CPE, se lleva a cabo una estimación del canal del error cuadrático medio (MSE) utilizando el símbolo DM-RS OFDM contenido en cada ranura37. Por tanto, la detección MSE se utiliza para compensar el canal en las subportadoras de datos. Finalmente, se emplea un demodulador 64-QAM para extraer los bits de las subportadoras de datos procesadas.

Resultados experimentales del mapa EVM 2D obtenidos al realizar un doble barrido en los ángulos de haz de azimut del transmisor y del receptor para diferentes ubicaciones de usuario final y configuraciones del sistema: (a) ubicación 1 con configuración SLL estándar en el pPAA; (b) ubicación 1 con configuración de SLL bajo; (c) ubicación 2 con SLL estándar; (d) ubicación 3 con SLL estándar que ilustra la transmisión LOS y NLOS; (e) – (h) diagramas de constelación correspondientes de los puntos EVM mínimos en los resultados de (a) – (d).

Esta sección presenta y explica los resultados obtenidos en la campaña de medición al aire libre utilizando la configuración experimental inalámbrica IFoF de la Fig. 3a. Es importante mencionar que todos los resultados se recopilan empleando el mismo DSP, OFDM y configuraciones de dispositivo especificadas en la sección anterior. Además, todas las mediciones de este manuscrito se obtuvieron con los mismos ajustes de elevación de PAA: -5\(^\circ\) y 5\(^\circ\) ángulos de elevación en los lados del transmisor y del receptor, respectivamente. De esta manera se pueden comparar y examinar de forma justa los resultados de los diferentes lugares de medición. Además, los resultados de EVM presentados en este manuscrito se derivan del cálculo del valor medio de los valores de EVM individuales de 20995 símbolos 64-QAM (consulte la ecuación del anexo F.2 en 2).

La Figura 5 muestra los resultados de las mediciones de las ubicaciones 1 a 3 de la Fig. 1e – g en términos de EVM (Fig. 5a – d) y los diagramas de constelaciones correspondientes (Fig. 5e – h). Estos se obtienen procesando las trazas del osciloscopio del usuario final con el procedimiento DSP del receptor de la Fig. 4. Los mapas de contorno EVM de las Fig. 5a a d se obtienen realizando un doble barrido de los ángulos de acimut del haz de los PAA del transmisor y del receptor. En otras palabras, el eje x indica el ángulo de acimut del haz del transmisor mientras que el eje y corresponde al del receptor. Para ambas antenas, el rango del barrido del ángulo del haz es de \(-35 ^{\circ }\) a 35\(^\circ\). Además, el color de estos gráficos indica el EVM para los símbolos de datos 64-QAM procesados ​​en la entrada del demodulador QAM. Los colores más fríos significan una EVM más baja; por el contrario, los colores más cálidos indican valores de EVM más altos, y el color amarillo brillante indica un EVM del 100 % o superior.

Los resultados de las figuras 5a, b se refieren a la misma ubicación. Sin embargo, en estos resultados, la configuración de formación de haz utilizada en los lados del transmisor y del receptor es diferente: los valores EVM de la Fig. 5a se obtienen con la configuración SLL estándar, mientras que la Fig. 5b se obtiene con la configuración SLL baja. Los resultados restantes en esta sección están relacionados con las mediciones utilizando configuraciones de antena SLL estándar. Además, en el lado derecho de la Fig. 5, se ilustran las constelaciones en fase y en cuadratura (IQ) de los símbolos 64-QAM procesados. Estas constelaciones de IQ se refieren a los puntos mínimos de EVM de los gráficos de las figuras 5a a d, donde el valor de EVM se muestra en la parte superior de la constelación. Vale la pena mencionar que las figuras 5a a c tienen un paso del ángulo del haz de 2,5 \ (^\ circ \) mientras que se utiliza 5 \ (^\ circ \) del paso del ángulo del haz para los resultados de EVM de la figura 5d.

Al observar la Fig. 5a, se puede observar que el área mínima de EVM corresponde a los lóbulos principales de los haces PAA del transmisor y del receptor. Por lo tanto, la superficie de esta área debe ser proporcional al ancho del haz de los PAA utilizados. En otras palabras, el ancho y la altura de esta área son proporcionales a los anchos de haz de los PAA del transmisor y del receptor, respectivamente. Además, al examinar la Fig. 5a, se notan otras áreas bajas de EVM. Estos puntos de EVM exhiben valores de EVM más altos y están asociados con los SLL de los paneles PAA empleados. Para reducir la interferencia inducida por los lóbulos laterales para un caso de escenario multiusuario, se establece una configuración SLL baja en ambas antenas en la ubicación 1 de la Fig. 1e, obteniendo los resultados EVM de la Fig. 5b. Comparando las Fig. 5a, b, se puede ver que las áreas azules de EVM relacionadas con los SLL son menos intensas en la Fig. 5b que en la Fig. 5a. Esta reducción de SLL se produce principalmente en el eje del ángulo de la antena del transmisor, mientras que los puntos EVM azules secundarios causados ​​por los SLL aún permanecen en el eje del ángulo de la antena del receptor. No obstante, esta reducción de interferencia cuando se utiliza la configuración SLL baja conduce a una disminución en la potencia máxima recibida de \(\approx\) 8dB y, por lo tanto, el EVM mínimo en la Fig. 5a es menor que en la Fig. 5b (diagramas de constelación para estos dos Las mediciones se muestran en la Fig. 5e, f). Por lo tanto, existe un equilibrio entre la reducción de SLL para evitar interferencias con otros usuarios y el rendimiento del usuario individual.

Los resultados en la Fig. 5c corresponden a las mediciones realizadas en la ubicación 2 (Fig. 1f). Para esta ubicación, la dirección lateral del transmisor PAA sigue siendo la misma que para la ubicación 1, mientras que la dirección lateral del receptor PAA todavía apunta al transmisor, aunque la ubicación del receptor ha cambiado en comparación con la ubicación 1. El receptor para la ubicación 2 está desplazado a un desplazamiento de 15\(^\circ\) con referencia a esta dirección lateral de transmisión (ver Tabla 2), de ahí el desplazamiento del punto máximo a lo largo del eje x en la Fig. 5c. Por lo demás, los resultados para las ubicaciones 1 y 2 son similares.

Por otro lado, la Fig. 5d muestra los resultados de EVM de las mediciones realizadas en la ubicación 3 de la Fig. 1b. El objetivo principal de estas mediciones es comparar cuantitativamente las comunicaciones LOS y NLOS en la misma ubicación del usuario final. Como se muestra en la Fig. 1b y la Tabla 2, para este escenario se espera la recepción NLOS en ángulos de haz de transmisión y recepción de -20\(^\circ\) y 20\(^\circ\) respectivamente, ya que tanto los PAA del transmisor como del receptor se giran manualmente para la configuración inicial antes del inicio de la dirección del haz. La Figura 5d muestra puntos azules de EVM con respecto a los enlaces LOS y NLOS. Es obvio que los valores de EVM relativos a la comunicación NLOS son mayores que en el caso LOS: 20,4% del EVM mínimo para el enlace NLOS y 8,7% para el caso LOS. Estos valores de EVM indican que el enlace LOS en este escenario inalámbrico de la ubicación 3 permite la modulación 64-QAM mientras que las condiciones del enlace NLOS solo son adecuadas para QPSK como modulación para las subportadoras de datos. Estos resultados demuestran experimentalmente que la comunicación NLOS se puede encontrar escaneando adecuadamente el escenario inalámbrico con las capacidades de orientación del haz proporcionadas por los PAA empleados. Este enlace NLOS se puede utilizar como canal secundario en caso de un bloqueo de la comunicación LOS, fortaleciendo la robustez del sistema móvil de onda mm mediante la aplicación de algoritmos como la conmutación de haz38, o para mejorar el rendimiento mediante el procesamiento conjunto de LOS y NLOS. . En la Fig. 5d, también hay áreas bajas de EVM causadas por los SLL de los PAA utilizados. Además, los ángulos de las antenas del transmisor y del receptor relacionados con el valor EVM mínimo del NLOS son -15\(^\circ\) y 25\(^\circ\), respectivamente. Teniendo en cuenta la resolución de escaneo y los posibles errores de alineación manual durante la configuración en exteriores, el resultado de EVM coincide con los ángulos del enlace NLOS considerados en el escenario inalámbrico (Fig. 1b, Tabla 2).

La Figura 6 muestra los resultados obtenidos de las mediciones de las ubicaciones 1, 4, 5 y 6 (ver Fig. 1). En estas ubicaciones, los haces laterales de los PAA del transmisor y del receptor apuntan entre sí, por lo que sólo se realiza un pequeño barrido en ángulos en ambos PAA. El objetivo de la Fig. 6 es representar el rendimiento de la configuración inalámbrica IFoF en términos de distancia. Para eso, la Fig. 6a muestra mapas de color EVM 2D que se refieren a las ubicaciones antes mencionadas. En este caso, el rango de barrido de los ángulos de haz de las antenas del transmisor y del receptor es de -5\(^\circ\) a 5\(^\circ\), en pasos de 2,5\(^\circ\). Además, en la Fig. 6b, los resultados de BER se muestran en función de la distancia para cada ubicación, con una interpolación lineal entre los puntos de datos medidos. En este gráfico de BER, las líneas azules continuas representan el valor mínimo de los gráficos de BER complementarios de la Fig. 6a, mientras que las líneas naranjas punteadas se refieren al promedio de todos los valores de BER. Al examinar la figura 6b, se observa que la ubicación 4 presenta la brecha más baja entre los resultados de BER promedio y mínimo. Esta brecha está relacionada con el impacto de la desalineación de la antena que puede ocurrir en la comunicación. Por lo tanto, la ubicación 4 muestra más robustez a la desalineación de la antena que la ubicación 1, ya que los valores promedio de BER son más bajos. La razón de este fenómeno podría ser que hay menos obstáculos involucrados en el escenario inalámbrico de la ubicación 4. El impacto de la desalineación de la antena se puede estimar basándose en los mapas de la Fig. 5 fijando un ángulo de antena específico en transmisión o recepción y calculando la desviación EVM. con respecto al valor mínimo de EVM para la desviación del ángulo opuesto. Por lo tanto, se puede extraer la sensibilidad de compensación del ángulo de la antena en comparación con el ángulo alineado ideal, concluyendo que las ubicaciones 5 y 6 sufren un mayor impacto de desalineación de la antena en términos de EVM y encontrando impactos de EVM de \(\aprox\) 1% y más. al 5% para compensaciones de 2,5\(^\circ\) y 5,0\(^\circ\) respectivamente. Además, es importante observar que los resultados de BER de la ubicación 6 son más bajos que en la ubicación 5, aunque la distancia del enlace es mayor en el caso de la ubicación 6. Una de las posibles causas de esta disminución de la BER para distancias de comunicación mayores es que el impacto del rayo reflejado por el suelo es más significativo a estas distancias39.

La Figura 6c ilustra los valores teóricos de ganancia del canal inalámbrico (WCG) de los escenarios inalámbricos sometidos a prueba, considerando los modelos de reflexión en el suelo de un rayo (ecuación de transmisión de Friis) y de dos rayos. Ambos modelos asumen una frecuencia portadora de 27 GHz. La curva del modelo de dos rayos reflejada en el suelo de la Fig. 6c se obtiene suponiendo una reflexión perfecta en el suelo (\(\Gamma =1\))39. Los parámetros restantes son los siguientes: las alturas del transmisor y del receptor (\(h_{tx}\) y \(h_{rx}\)) son 6 my 1,5 m, respectivamente. Además, los valores WCG del modelo terrestre de dos rayos para las distancias de las ubicaciones 1, 4, 5 y 6 también se indican en la Fig. 6c. Como puede verse, la WCG real generalmente disminuye al aumentar la distancia, pero debido a la periodicidad del patrón de desvanecimiento, esto no es uniforme y se pueden observar pérdidas mayores en distancias más cortas, lo que puede explicar la mayor BER en la ubicación 5 en comparación con la ubicación 6.

Resultados experimentales en términos de distancia: (a) resultados del mapa EVM 2D para diferentes ubicaciones donde los ejes x e y son los ángulos de haz de la antena del transmisor y del receptor, respectivamente; b) BER en función de la distancia; (c) WCG en función de la distancia mediante el uso de diferentes modelos de rayos donde también se representan las distancias de las ubicaciones bajo prueba.

Por último, la Tabla 4 muestra los resultados mínimos de BER/EVM para cada medición realizada con la configuración experimental inalámbrica IFoF presentada. Los ángulos de acimut del haz de antena del transmisor y del receptor (\(\alpha _{tx}\) y \(\alpha _{rx}\)) relacionados con estos valores de BER/EVM también se ilustran en la Tabla 4. Todos estos valores de ángulo son cerca de 0\(^\circ\), excepto para los resultados de las ubicaciones 2 y 3, porque en estos escenarios los haces laterales de los PAA no están alineados (ver Fig. 1a,b y Tabla 2). Además, la Tabla 4 indica el porcentaje mínimo de OH para un FEC40 que permite una BER final después del procesamiento FEC de \({1\times {10}^{-9}}\). Por tanto, respecto al valor de caudal calculado en el apartado anterior, los valores de caudal teniendo en cuenta FEC son 1,88 Gbit/s y 1,61 Gbit/s para un 7% y un 25% de OH FEC, respectivamente. Es importante mencionar que un valor de BER final de \({1\times {10}^{-9}}\) permite un BLER por debajo de \({1\times {10}^{-5}}\) para el tamaño máximo de bloque de código 5G (8448 bits), cumpliendo con el requisito BLER 5G más exigente de \({1\times {10}^{-3}}\) de BLER para escenarios de comunicaciones ultraconfiables y de baja latencia (URLLC)41 .

En primer lugar, en este manuscrito se destaca la relevancia de la tecnología ARoF como tecnología clave para el futuro fronthaul 5G/6G de onda mm, siendo IFoF un candidato potencial debido a sus atractivos beneficios. Beamsteering basado en PAA también se destaca como una solución esencial para permitir las comunicaciones móviles de ondas milimétricas. Se presenta y explica en detalle una configuración experimental de fronthaul IFoF para transmisión inalámbrica de ondas milimétricas. En la configuración experimental propuesta, se emplean paneles PAA de 8 por 8 con dirección de haz y amplificación integradas para los extremos frontales del transmisor y el receptor, lo que permite capacidades de dirección de haz finas en los ángulos de acimut y elevación. Para una adecuada comprensión de la configuración, se describen y caracterizan los PAA utilizados. Además, la configuración del dispositivo experimental está de acuerdo con los estándares 5G, transmitiendo señales OFDM 64-QAM con \(\aprox\) 400 MHz de ancho de banda a una frecuencia central de 27 GHz, dentro de las bandas n257 y n258.

Se realiza una campaña de medición en diferentes escenarios inalámbricos exteriores, posicionando el receptor del usuario final en diferentes ubicaciones y ángulos de alineación con referencia al transmisor. Para todas estas mediciones, se realiza un doble barrido en el ángulo de azimut de ambos PAA para evaluar el rendimiento de la configuración experimental en diferentes escenarios inalámbricos. Además, se prueban dos configuraciones de PAA diferentes: SLL estándar y SLL bajo. Los resultados de SLL estándar muestran valores de EVM más bajos, mientras que un SLL bajo reduce la interferencia del usuario inducida por SLL. Por lo tanto, existe un claro equilibrio entre la interferencia del usuario y el desempeño individual del usuario. Además, las comunicaciones LOS y NLOS se comparan en la misma ubicación del usuario final, lo que permite una comparación justa entre ambos tipos de enlaces. Los valores EVM obtenidos determinan que el enlace LOS es adecuado para el orden de modulación 64-QAM, mientras que el enlace NLOS es capaz de transmitir exitosamente subportadoras de datos con QPSK como formato de modulación. Así, en caso de un bloqueo en la comunicación LOS, está demostrado que la dirección de haz basada en PAA es capaz de escanear un posible enlace NLOS, aumentando la confiabilidad de las comunicaciones móviles en ondas milimétricas.

También se realiza una comparación del rendimiento entre diferentes ubicaciones de usuarios finales en términos de distancia del enlace. En esta comparación, se ve que las reflexiones del suelo podrían afectar el rendimiento del sistema en las distancias bajo prueba, ya que la curva BER obtenida en función de la distancia no aumenta monótonamente. En general, se observa un excelente rendimiento de EVM y BER en todas las ubicaciones de medición realizadas, logrando una distancia máxima de 165,5 m con una BER por debajo del límite de 25% OH FEC y con un rendimiento final de 1,61 Gbit/s. Con el sistema inalámbrico IFoF propuesto y los resultados experimentales, se proporcionan elementos clave para realizar adecuadamente un fronthaul inalámbrico robusto de ondas mm basado en tecnologías IFoF y PAA. Además, los excelentes resultados de BER/EVM obtenidos en la campaña de medición fortalecen el IFoF inalámbrico combinado con PAA como la solución preferida para transportar y transmitir señales de ondas mm de alto ancho de banda en futuras redes 5G/6G.

Los resultados obtenidos proporcionan un sistema de prueba de concepto en etapa inicial con hardware prototipo que proporciona estimaciones realistas del rendimiento de la capa física para la transmisión de ondas mm, incl. Casos de uso de CCAM para los cuales los PAA empleados serían un factor de forma realista. Una mayor demostración de los servicios y casos de uso completos de CCAM requeriría una mayor integración de la funcionalidad de control de capas superiores, así como servicios relacionados, como localización y sensores de radar y/o lidar relevantes.

Los conjuntos de datos registrados y analizados durante el estudio actual para la evaluación del rendimiento de la transmisión están disponibles del autor correspondiente a solicitud razonable.

Los datos relacionados con los conjuntos de antenas, la caracterización y la formación de haces utilizados en este estudio están disponibles en NXP Semiconductors, pero se aplican restricciones a la disponibilidad de estos datos, que se utilizaron con un permiso especial para el estudio actual y, por lo tanto, no están disponibles públicamente. Los datos están disponibles de los autores previa solicitud razonable y solo con el permiso explícito de NXP Semiconductors.

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Descargar referencias

Los autores desean agradecer a Marcel Geurts y Domine Leenaerts de NXP Semiconductors por permitirles utilizar los paneles de antena de onda mm 5G utilizados en el experimento y por el apoyo en la caracterización de los paneles y la redacción del software de control requerido.

Este trabajo fue apoyado y financiado parcialmente por los proyectos 5G-MOBIX (GA no. 825496), 5G STEP FWD (GA no. 722429), IoTalentum (GA no. 953442) y ECSEL JU BRAINE (GA no. 876967) que han recibido financiación. del programa de investigación e innovación Horizonte 2020 de la Unión Europea. Además, este trabajo fue financiado en parte por el proyecto de investigación FREEPOWER del NWO HTSM (no. 17094), financiado por el Consejo de Investigación Holandés.

Departamento de Ingeniería Eléctrica, Universidad Tecnológica de Eindhoven, 5600MB, Eindhoven, Países Bajos

Javier Pérez Santacruz, Elmine Meyer, Roel X. F. Budé, Catalina Stan, Antonio Jurado-Navas, Ulf Johannsen, Idelfonso Tafur Monroy & Simon Rommel

Telecommunication Research Institute (TELMA), Universidad de Málaga, 29010, Málaga, Spain

Antonio Jurado-Navas

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JP, EM, RB, CS y SR contribuyeron a la elaboración de este manuscrito y a la realización de la configuración y las mediciones experimentales. RB y EM realizaron la caracterización de los PAA, incluida la configuración de la antena. JP, SR y EM contribuyeron al diseño del montaje experimental. JP realizó el DSP y el procesamiento de datos para la obtención de los resultados. Todos los autores revisaron el manuscrito y aprobaron su versión final.

Correspondencia a Simon Rommel.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Pérez Santacruz, J., Meyer, E., Budé, RXF et al. Transmisión exterior de onda mm 5G/6G con formación de haz analógico adaptativo y fronthaul IFoF. Informe científico 13, 13945 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-40112-w

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Recibido: 11 de marzo de 2023

Aceptado: 04 de agosto de 2023

Publicado: 25 de agosto de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-40112-w

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